Buck工做原理分析，連續模式，斷續模式

Part01：Buck電路工做原理：

圖1-1 Buck電路拓撲結構

Buck電路的拓撲結構如圖1-1所示：

（1） input接輸入電源，既直流電動勢；

（2） IGBT1爲開關管，能夠選擇以全控型開關管爲主，對於高頻狀態多使用MOSFET,對於高電壓狀態，多采用IGBT（MOSFET或者IGBT由Buck電路具體工做狀況決定）。Buck變換器又稱降壓變換器，經過控制input側直流電動勢的供電與斷電實現輸出測的降壓。開關管的控制方式根據控制信號的不一樣主要又分爲如下三種方式：

a) 脈衝調製型：保持開關週期T不變，調節開關導通時刻ton，（PWM: Pulse Width Modulation）最經常使用，最容易實現

b) 頻率調製（調頻型）：保持開關導通時間ton不變，改變開關週期T.

c) 混合調製：同時改變ton和T，使得佔空比ton/T發生改變。

（3） 電感儲能，Buck電路中電感起到儲能的做用，當開關管導通後，電源向電感充電；當開關管關閉後，電感通過二極管續流。一般電感中電流是否連續取決於開關頻率、濾波電感L和電容C的數值。

（4） 二極管爲續流二極管，當開關管關斷之後，爲電感的能量提供續流通道。

（5） 輸出負載側接負載，通常先通過電容濾波而後再接負載。

Part02：工做工程分析

分析方法1：常規角度分析（時域分析）

本次設計中，以MOSFET爲例分析Buck電路的工做工程。Buck電路根據電感電流IL的連續與斷續存在連續導通工做狀態和非連續導通工做狀態。

（1） CCM模式下：（Continuous Conduction Mode）連續工做模式

當開關管導通時,等效電路如圖2-2所示：

圖2-1 開關管導通時，等效電路圖

由圖2-1所示，輸入電源Vin向整個電路供電，電感電流增長，一開始，流過電感的電流小於負載電流IL，此時負載電流由電感和電容共同提供。當電流逐漸增長到大於輸出的平均電流的時候，電感電流爲負載和電容提供能量。

當開關管關斷後，等效電路如圖2-2所示：

圖2-2 開關管關斷後，等效電路圖

如圖2-2所示，開關管關斷時，電感電流降低，此時電流依然大於輸出平均值，電容電壓延續上述上升的趨勢，直至電感電流小於輸出平均電流，電容開始放電，完成一個開關週期的循環過程。

整個過程的波形圖如圖2-3所示：

圖2-3 CCM下工做波形圖

（2） DCM模式下：（Discontinuous Conduction Mode）非連續導通條件下：

在 DCM 模式下，電感的電流在開關管管斷後的一段時間後逐漸減爲零，此時的等效輸入電壓爲輸出電壓值，具體的波形如圖2-4 所示。

圖2-4 DCM模式下工做波形圖

在CCM工做模式下，電路的電壓輸出值和輸入值之間呈正比關係，比例係數爲佔空比D。在DCM工做模式下，輸出電壓會被擡升，具體的關係和電路的參數，開關頻率以及佔空比有關。推導公式以下：,其中。

根據上述公式能夠看出，當輸出端開路，及電阻無窮大的時候，輸入等於輸出。

分析方法2：從濾波器的角度分析

二階濾波器：

圖2-5 二階濾波器

二階濾波器的傳遞函數：

二階濾波電路的固有頻率

經過對上述的傳遞函數的分析能夠發現，二階濾波器能夠等效爲一個比例環節和一個震盪環節構成。其中震盪環節的天然震盪頻率爲：，阻尼比爲.,該二階濾波器的諧振頻率爲。因此該二階濾波器的諧振頻率小於等於天然頻率，在負載必定的狀況下（既R爲定值時），電容C的大小影響該二階系統的阻尼係數，既影響系統的響應速度和超調量；在負載必定的狀況下，增大系統的電感值，可使得系統的阻抗增長，即在輸入電壓必定的狀況下，獲得的紋波電流就越小。

該電路的整體阻抗爲:

典型二階濾波器電路與Buck電路的後半部分結構相同，惟一不一樣的是在二階濾波器中，電流能夠雙向流通，而Buck電路後半部分只容許電流單向流動。當二階濾波器變爲只能單向流動的二階電路時，電路的工做過程會產生不一樣的結果。在該工做狀況下該電路的再也不是一個濾波電路，而變成一個整流電路。

圖2-6 電流單向流動的二階濾波器

Buck電路有如下三種工做模式：

（1） CCM (ContinuousConduction Mode),連續導通模式：在一個開關週期內，電感電流從不會到0。或者說電感從不「復位」，意味着在開關週期內電感磁通從不回到0，功率管閉合時，線圈中還有電流流過。

（2）DCM，(Discontinuous Conduction Mode)非連續導通模式：在開關週期內，電感電流總會會到0，意味着電感被適當地「復位」，即功率開關閉合時，電感電流爲零。

（3）BCM（Boundary Conduction Mode），邊界或邊界線導通模式：控制器監控電感電流，一旦檢測到電流等於0，功率開關當即閉合。控制器老是等電感電流「復位」來激活開關。若是電感值電流高，而截至斜坡至關平，則開關週期延長，所以，BCM變化器是可變頻率系統。BCM變換器能夠稱爲臨界導通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。

工做模式的判別條件爲：

電流連續的條件爲：

其中, ,

Part03： 連續工做模式（CCM）

圖3-1 連續工做模式（CCM）仿真主電路圖

如圖3-1所示，C1爲濾波電容，濾除輸入電源的干擾；C2爲輸出濾波電容，在開關管導通時，爲負載提供能量，而且存儲能量，能夠起到對輸出電壓的濾波做用；電感L1爲儲能電感，開關管開通時，經過電感向負載供電，且電感存儲能量，當開關管關斷之後，電感上面的剩餘能量經過二極管D1續流釋放能量；二極管D1一方面具有釋放電感能量的續流做用，此外利用二極管的單向導通性能，在開關管處於開通狀態時，將電路輸入電壓鉗位到電源電壓。

圖3-2 開關管驅動信號

如圖3-2所示，開關管的驅動信號經過一個信號源產生，本次仿真中輸入電源設置爲400V，輸出指望電壓爲300V，開關頻率爲30Khz。因此信號源參數設置如圖3-3所示，對應的PWM驅動信號如圖3-4。

圖3-3 信號源參數設置

圖3-4 PWM驅動信號

圖3-5 穩態下電感電流波形圖

由圖3-5所示，在該Buck電路處於穩定狀態下時，流過電感的電流在23-27之間呈三角波形式波動，其平均電流約爲24.6A，流過電感的電流大於0，因此處於連續工做狀態。該工做模式下，Buck電路的輸入、輸出電壓波形如圖3-6所示，由圖可知，輸出電壓大約0.01s之後穩定在300V，且具備較好的響應速度，可是超調量較大。通過測量，輸出電壓可達到的 最大值爲458V。

圖3-6 CCM下Buck電路輸入輸出電壓

Part04：非連續工做模式（DCM）

圖4-1 非連續工做模式（DCM）仿真主電路圖

DCM下仿真電路如圖4-1所示，經過與圖3-1對比可見只須要修改電感參數便可使Buck電路工做在非連續狀態，其他均相同。這一點經過Part02中的Buck電路斷定條件能夠獲得驗證。

圖4-2 穩態下電感電流波形圖

由圖4-2所示，在該Buck電路處於穩定狀態下時，流過電感的電流在0-70之間呈三角波形式波動，其平均電流約爲30.9A，流過電感的電流大於0，可是在電流爲0時，存在一段時間流過電感的電流一直爲0，既電感電流處於非連續工做狀態。該工做模式下，Buck電路的輸入、輸出電壓波形如圖4-3所示，由圖可知，在DCM工做模式下，輸出電壓大於CCM工做模式下的輸出電壓，通過測量大約爲370V。

圖4-3 DCM下Buck電路輸入輸出電壓

Part05：連續工做模式（CCM）和非連續工做模式（DCM）的特色

圖5-1 CCM和DCM兩種模式下電感電流波形

CCM模式下Buck電路特色：

（1）D 限定在小於 1，降壓變換器的輸出電壓始終小於輸入電壓；

（2）若是忽略各類歐姆損耗，變換系數D與負載電流無關；

（3）經過變化佔空比 D，能夠控制輸出電壓；

（4）降壓變換器工做於 CCM，會帶來附加損耗。由於續流二極管反向恢復電荷需

要時間來消耗，這對於功率開關管而言，是附加的損耗負擔；

（5）輸出沒有脈衝紋波，可是有脈衝輸入電流。

DCM模式下Buck電路特色：

（1）D 依賴於負載電流；

（2）對於相同的佔空比，DCM工做模式下的傳遞係數比CCM工做模式下大。在負載電流低且工做於深度DCM工做模式下,傳遞係數容易達到1。

CCM與DCM比較：

（1）   工做在DCM模式下，可以下降功耗，DCM模式下的轉換效率更高，屬於能量徹底轉換。

（2）   工做於DCM模式，輸出電流的紋波比CCM模式下大。

（3）   工做於DCM模式，當流過電感電流爲0的時候，會產生振盪現象

（4）   工做於CCM模式，輸出電壓與負載電流無關，當工做於DCM模式下，輸出電壓受負載影響，爲了控制電壓很頂，佔空比必須隨着負載電流的變化而變化，因此必須加入閉環控制。