射頻電路PCB的設計技巧 & 四大基礎特性

因爲射頻(RF)電路爲分佈參數電路，在電路的實際工做中容易產生趨膚效應和耦合效應，因此在實際的PCB設計中，會發現電路中的干擾輻射難以控制。

如：數字電路和模擬電路之間相互干擾、供電電源的噪聲干擾、地線不合理帶來的干擾等問題。

正由於如此，如何在PCB的設計過程當中，權衡利弊尋求一個合適的折中點，儘量地減小這些干擾，甚至可以避免部分電路的干涉，是射頻電路PCB設計成敗的關鍵。

文中從PCB的LAYOUT角度，提供了一些處理的技巧，對提升射頻電路的抗干擾能力有較大的用處。

1、RF佈局
這裏討論的主要是多層板的元器件位置佈局。

元器件位置佈局的關鍵是固定位於RF路徑上的元器件，經過調整其方向，使RF路徑的長度最小，並使輸入遠離輸出，儘量遠地分離高功率電路和低功率電路，敏感的模擬信號遠離高速數字信號和RF信號。

在佈局中常採用如下一些技巧：

1.一字形佈局

RF主信號的元器件儘量採用一字形佈局，如圖1所示。

可是因爲PCB板和腔體空間的限制，不少時候不能布成一字形，這時候可採用L形，最好不要採用U字形佈局(如圖2所示)，有時候實在避免不了的狀況下，儘量拉大輸入和輸出之間的距離，至少1.5cm以上。

圖1 一字形佈局

圖2 L形和U字形佈局

另外在採用L形或U字形佈局時，轉折點最好不要剛進入接口就轉，如圖3左所示，而是在稍微有段直線之後再轉，如圖3右圖所示。

圖3 兩種方案

二、相同或對稱佈局

相同的模塊儘量作成相同的佈局或對稱的佈局，如圖四、圖5所示。

圖4 相同佈局

圖5 對稱佈局

三、十字形佈局

偏置電路的饋電電感與RF通道垂直放置，如圖6所示，主要是爲了不感性器件之間的互感。

圖6 十字形佈局

四、45度佈局

爲合理的利用空間，能夠將器件45度方向佈局，使射頻線儘量短，如圖7所示。

圖7 45度佈局

2、RF佈線
佈線的整體要求是：RF信號走線短且直，減小線的突變，少打過孔，不與其它信號線相交，RF信號線周邊儘可能多加地過孔。

如下是一些經常使用的優化方式：

一、漸變線處理

在射頻線寬比IC器件管腳的寬度大比較多的狀況下，接觸芯片的線寬採用漸變方式，如圖8所示。

圖8 漸變線

二、圓弧線處理

射頻線不能直的狀況下，做圓弧線處理，這樣能夠減小RF信號對外的輻射和相互問的耦合。有實驗證實，傳輸線的拐角採用變曲的直角，能最大限度的下降回損。如圖9所示。

圖9 圓弧線

三、地線和電源

地線儘量粗。在有條件的狀況下，PCB的每一層都儘量的鋪地，並使地連到主地上，多打地過孔，儘可能下降地線阻抗。

RF電路的電源儘可能不要採用平面分割，整塊的電源平面不但增長了電源平面對RF信號的輻射，並且也容易被RF信號的干擾。因此電源線或平面通常採用長條形狀，根據電流的大小進行處理，在知足電流能力的前提下儘量粗，可是又不能無限制的增寬。在處理電源線的時候，必定要避免造成環路。

電源線和地線的方向要與RF信號的方向保持平行但不能重疊，在有交叉的地方最好採用垂直十字交叉的方式。

四、十字交叉處理

RF信號與IF信號走線十字交叉，並儘量在他們之間隔一塊地。

RF信號與其餘信號走線交叉時，儘可能在它們之間沿着RF走線佈置一層與主地相連的地。若是不可能，必定要保證它們是十字交叉的。這裏的其餘信號走線也包括電源線。

五、包地處理

對射頻信號、干擾源、敏感信號及其餘重要信號進行包地處理，這樣既能夠提升該信號的抗干擾能力，也能夠減小該信號對其餘信號的干擾。如圖10所示。

圖10 包地處理

六、銅箔處理

銅箔處理要求圓滑平整，不容許有長線或尖角，若不能避免，則在尖角、細長銅箔或銅箔的邊緣處補幾個地過孔。

七、間距處理

射頻線離相鄰地平面邊緣至少要有3W的寬度，且3W範圍內不得有非接地過孔。

圖11 間距

同層的射頻線要做包地處理，並在地銅皮上加地過孔，孔間距應小於信號頻率所對應波長(λ)的1／20，均勻排列整齊。包地銅皮邊緣離射頻線2W的寬度或3H的高度，H表示相鄰介質層的總厚度。

3、腔體處理
對整個RF電路，應把不一樣模塊的射頻單元用腔體隔離，特別是敏感電路和強烈輻射源之間，在大功率的多級放大器中，也應保證級與級之間的隔離。

整個電路支流放置好後，就是對屏蔽腔的處理，屏蔽腔體的處理有如下注意事項：

整個屏蔽腔體儘可能作成規則形狀，便於鑄模。對於每個屏蔽腔儘可能作成長方形，避免正方形的屏蔽腔。

屏蔽腔的轉角採用弧形，屏蔽金屬腔體通常採用鑄形成型，弧形的拐角便於鑄形成型時候拔模。如圖12所示。

圖12 腔體

屏蔽腔體的周邊是密封的，接口的線引入腔體通常採用帶狀線或微帶線，而腔體內部不一樣模塊採用微帶線，不一樣腔體相連處採用開槽處理，開槽的寬度爲3mm，微帶線走在正中間。

腔體的拐角放置3mm的金屬化孔，用來固定屏蔽殼，在每支長的腔體上也要均勻放置同等的金屬化孔，用來加固支撐做用。

腔體通常作開窗處理，便於焊接屏蔽殼，腔體上通常厚2 mm以上，腔體上加2排開窗過孔屏，過孔相互錯開，同一排過孔之間間距150MIL。

4、結束語
射頻電路PCB設計成敗的關鍵在於如何減小電路輻射，從而提升抗干擾能力，可是在實際的佈局與佈線中一些問題的處理是相沖突的，所以如何尋求一個折中點，使整個射頻電路的綜合性能達到最優，是設計者必需要考慮的問題。

全部這些都要求設計者具備必定的實踐經驗和工程設計能力，可是要具有這些能力，每個設計者都不可能一蹴而就的，只有從其餘人那裏借鑑經驗，加上本身的不停摸索和思考，才能不斷進步。

文章總結了工做中的一些設計經驗，有利於提升射頻電路PCB的抗干擾能力，幫助射頻電路設計初學者少走沒必要要的彎路。

PCB射頻電路四大基礎特性

本文從射頻界面、小的指望信號、大的干擾信號、相鄰頻道的干擾四個方面解讀射頻電路四大基礎特性，並給出了在PCB設計過程當中須要特別注意的重要因素。

一、射頻電路仿真之射頻的界面

無線發射器和接收器在概念上，可分爲基頻與射頻兩個部份。基頻包含發射器的輸入信號之頻率範圍，也包含接收器的輸出信號之頻率範圍。基頻的頻寬決定了數據在系統中可流動的基本速率。

基頻是用來改善數據流的可靠度，並在特定的數據傳輸率之下，減小發射器施加在傳輸媒介（transmission medium）的負荷。

所以，PCB設計基頻電路時，須要大量的信號處理工程知識。

發射器的射頻電路能將已處理過的基頻信號轉換、升頻至指定的頻道中，並將此信號注入至傳輸媒體中。

相反的，接收器的射頻電路能自傳輸媒體中取得信號，並轉換、降頻成基頻。

發射器有兩個主要的PCB設計目標：第一是它們必須儘量在消耗最少功率的狀況下，發射特定的功率。第二是它們不能干擾相鄰頻道內的收發機之正常運做。

就接收器而言，有三個主要的PCB設計目標：首先，它們必須準確地還原小信號；第二，它們必須能去除指望頻道之外的干擾信號；最後一點與發射器同樣，它們消耗的功率必須很小。

二、射頻電路仿真之大的干擾信號

接收器必須對小的信號很靈敏，即便有大的干擾信號（阻擋物）存在時。

這種狀況出如今嘗試接收一個微弱或遠距的發射信號，而其附近有強大的發射器在相鄰頻道中廣播。

干擾信號可能比期待信號大60~70 dB，且能夠在接收器的輸入階段以大量覆蓋的方式，或使接收器在輸入階段產生過多的噪聲量，來阻斷正常信號的接收。

若是接收器在輸入階段，被幹擾源驅使進入非線性的區域，上述的那兩個問題就會發生。爲避免這些問題，接收器的前端必須是很是線性的。

所以，「線性」也是PCB設計接收器時的一個重要考慮因素。

因爲接收器是窄頻電路，因此非線性是以測量「交調失真（intermodulation distortion）」來統計的。

這牽涉到利用兩個頻率相近，並位於中心頻帶內（in band）的正弦波或餘弦波來驅動輸入信號，而後再測量其交互調變的乘積。

大致而言，SPICE是一種耗時耗成本的仿真軟件，由於它必須執行許屢次的循環運算之後，才能獲得所須要的頻率分辨率，以瞭解失真的情形。

三、射頻電路仿真之小的指望信號

接收器必須很靈敏地偵測到小的輸入信號。通常而言，接收器的輸入功率能夠小到1 μV。

接收器的靈敏度被它的輸入電路所產生的噪聲所限制。所以，噪聲是PCB設計接收器時的一個重要考慮因素。

並且，具有以仿真工具來預測噪聲的能力是不可或缺的。附圖一是一個典型的超外差（superheterodyne）接收器。接收到的信號先通過濾波，再以低噪聲放大器（LNA）將輸入信號放大。

而後利用第一個本地振盪器（LO）與此信號混合，以使此信號轉換成中頻（IF）。前端（front-end）電路的噪聲效能主要取決於LNA、混合器（mixer）和LO。

雖然使用傳統的SPICE噪聲分析，能夠尋找到LNA的噪聲，但對於混合器和LO而言，它倒是無用的，由於在這些區塊中的噪聲，會被很大的LO信號嚴重地影響。

小的輸入信號要求接收器必須具備極大的放大功能，一般須要120 dB這麼高的增益。在這麼高的增益下，任何自輸出端耦合（couple）回到輸入端的信號均可能產生問題。

使用超外差接收器架構的重要緣由是，它能夠將增益分佈在數個頻率裏，以減小耦合的機率。

這也使得第一個LO的頻率與輸入信號的頻率不一樣，能夠防止大的干擾信號「污染」到小的輸入信號。

由於不一樣的理由，在一些無線通信系統中，直接轉換（direct conversion）或內差（homodyne）架構能夠取代超外差架構。

在此架構中，射頻輸入信號是在單一步驟下直接轉換成基頻，所以，大部份的增益都在基頻中，並且LO與輸入信號的頻率相同。

在這種狀況下，必須瞭解少許耦合的影響力，而且必須創建起「雜散信號路徑（stray signal path）」的詳細模型，譬如：穿過基板（substrate）的耦合、封裝腳位與焊線（bondwire）之間的耦合、和穿過電源線的耦合。

四、射頻電路仿真之相鄰頻道的干擾

失真也在發射器中扮演着重要的角色。發射器在輸出電路所產生的非線性，可能使傳送信號的頻寬散佈於相鄰的頻道中。這種現象稱爲「頻譜的再成長（spectral regrowth）」。

在信號到達發射器的功率放大器（PA）以前，其頻寬被限制着；但在PA內的「交調失真」會致使頻寬再次增長。若是頻寬增長的太多，發射器將沒法符合其相鄰頻道的功率要求。

當傳送數字調變信號時，實際上，是沒法用SPICE來預測頻譜的再成長。由於大約有1000個數字符號（symbol）的傳送做業必須被仿真，以求得表明性的頻譜，而且還須要結合高頻率的載波，這些將使SPICE的瞬態分析變得不切實際。